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数字接收机中高性能ADC和射频器件的动态性能要求大多数字接收机对其采用的高性能模-数转换器ADC及模拟器件的要求都较高例如,蜂窝基站数字接收机要求有足够的动态范围,以处理较大的干扰信号,从而把电平较低的有用信号解调出来Maxim的15位65Msps模数转换器MAX1418或12位65Msps模数转换器MAX1211配以2GHz的MAX9993或900MHz的MAX9982集成混频器,即可为接收机的两级关键电路提供出色的动态特性,此外,Maxim的中频IF数字可调增益放大器DVGA MAX2027和MAX2055能够在许多系统中提供较高的三阶输出截点0IP3,并满足系统所需要的增益调节范围蜂窝基站BTS基站收发器由多个不同的硬件模块组成,其中之一就是完成RF接收Rx及发送Tx功能的收发器TRx模块在老式模拟AMPS及TACS BTS中,一个收发器只能用于处理一路全双工Rx和Tx RF载波,若要实现要求的呼叫覆盖率就需要很多个收发器才能提供足够的载波如今在全球范围内,模拟技术已被CDMA和WCDMA所取代,欧洲也已在10年前就采用了GSM在CDMA中,多个主叫用户使用同一个RF频率,这样一个收发器就可同时处理多个主叫用户的信号截至目前已有多种CDMA和GSM的设计方案,BTS制造商也一直致力于探索可降低成本和功耗的方法,对单载波解决方案进行优化或开发多载波接收机就是行之有效的方案Representative doubledown-conversion architecture...one of2diversity branchesshownVAX9993orMAXI418orn图1是BTS设备常用的欠采样接收机的结构框图图
1.欠采样接收机结构框图图1中,Maxim的2GHz MAX9993和900MHz MAX9982混频器可为许多设计提供所需的增益和线性度,而且具有极低的耦合噪声,这样就不再需要那些损耗较高的无源混频器MAX2027和MAX2055工作在接收机的第
一、二中频级,此两款逑件在其整个增益调节范围内0IP3均可达到+40dBni在图1电路中数据转换器采用的是MAX141815位、65Msps和MAX121112位、65Msps,此外Maxim的数据转换器产品还有其它采样速率的器件,可满足大多数设计要求若将图1中的第二下变频器省去虚线中所示,那么图1所示电路就变成了单路下变频器结构Maxim的低噪声ADCMAX1418IIP2=2x IMR+PSPUR=IMR+PRF=2x65dBc+-70dBm65dBc+-5dBm二+60dBm二DDCfD5PP--5dBinRrIMR=701Be图
5.计算混频器输入信号的第二截点,HP2PSPIR-75dBmRF通道的镜频抑制紧靠在混频器的前端,用于衰减所有的放大器谐波,而L0通路的噪声滤波器则用于衰减L0注入引起的谐波电平较高的输入信号会在设备的输入或输出端引起失真或交调,其数值可以通过计算截点得到当混频器L0功率为f-169MHz1FCalculate IIP2=1X245MHz固定值时,其截点或失真成份的阶数仅取决于RF倍频,而与L0的倍频无关,只2xIMR-bP-1MR+SH1R需考虑RF信号的P变RF化-这里说的阶数代表失真随输入电平上升而增加的速度在接收器增益要求不高时,Maxim的15位ADC MAX1418具有极佳的噪声性能,因而可以用最小的AGC承受较大的阻塞电平或干扰电平MAX1211ADC系列产品适合于一次变频接收结构,其第一IF输入频率可达400MHz另外,Maxim的MAX9993和MAX9982混频器可提供需要的线性度,同时噪声系数低,功率增益较高,因而可在接收机设计过程中省去无源滤波器MAX2027和MAX2055DVGA在整个增益可调范围内的0IP3典型值约为+40dBm由这些元件组成的接收器能够将低成本解决方案的性能提高一个等级
1.被测电路或系统的输出截止点是输入截止点与增益(以dB为电位)之和图1所示的欠采样接收机结构对ADC的噪声和失真有着严格的要求在接收机中,电平较低的有用信号单独被数字化或同时伴随有无用的、需要倍加关注的大幅度信号,因此要想使接收机正常工作,ADC的有效噪声系数要按这两种信号的极端情况(即有用信号最小、无用信号达到最大值)来计算对于小的模拟输入信号,ADC的噪声基底中占支配地位的是热噪声和量化噪声,决定了ADC的噪声系数(NF)实际上,小信号条件下的ADC有效噪声系数一经确定,模拟电路(RF或IF)的级联噪声系数也就随之确定ADC前级电路的最小功率增益应满足接收电路的噪声系数要求,通常该功率增益值以ADC过载前接收机所能容许的最大阻塞电平或最高干扰电平为上限在BTS中,如果不采用自动增益控制(AGC),ADC的动态范围一般无法同时满足电路噪声系数(接收机灵敏度)和最大阻塞两方面的要求,AGC电路可以放在RF级或IF级电路中,也可在两级电路中同时包含AGC电路MAX1418系列的其它产品对fINPUT=fCLOCK/2的基带应用特别适用当转换器工作在这个频率范围内,采用这些基带特性极佳的器件,将具有最佳的动态范围这些产品中包括针对65Msps口寸钟速率的MAX1419及针对80Msps时钟速率的MAX1427,它们的基带SFDR(无杂散动态范围)均可达到
94.5dBc表1所列是MAX1418的主要技术参数表1,MAX1418电特性TypParameter ConditionSymbol UnitsValueResolutionN15BitsAnalog InputRange VID
2.56VP-PDifferential InputResistance RIN1kQAC SpecificationsfCLK=65MspsAnalog input=Thermal+Quantization NoiseFloor Nfloor-
78.2dBFS-35dBFSSignal-to-Noise RatioAnalog infIN=70MHz SNR
73.6dB=-2dBFSSpurious-Free DynamicRange AnalogfIN=70MHz SFDR84dBin=-2dBFSSignal-to-Noise-and—DistortionfIN=70MHz SINAD
73.3dBAnalog in=-2dBFS不接LSB时,MAX1418也可以与14位接口器件一起工作,这样应用时,SNR会有轻微的损失,而SFDR则不受影响图2给出了无阻塞情况下ADC的噪声分布,这里假定在ADC之前的所有模拟电路的总级联噪声系数为
3.5dB,同时假定设计目标是ADC导致的总噪声系数的恶化不超过
0.2dB,以满足CDMA基站接收机的灵敏度要求这样一个噪声系数值应该为空中接口留有足够的余量,不过最终结果取决于末级检波器的Eb/No(比特能量与噪声功率频谱密度的比值)的要求基于表1的MAX1418的热噪声+量化噪声基底,当器件时钟为6L44Msps(50x码片率)时,其等效噪声系数为
26.9dBo由于采用了过程增益控制,L23MHz CDMA频道带宽下的ADC噪声比Nyquist宽带下的ADC噪声低14dB一般情况下,为了获得
3.7dB的接收机级联噪声系数,总增益要达到36dBo当ADC前端增益为36dB吐天线端超过-30dBm的单音阻塞电平将超出ADC的输入量程cdn)a2000®蜂窝基站标准规定,天线端允许的最大阻塞电平为-30dBm,此时,前端增益就需要降低6dB,这样在标准规范允许的余量范围之内,允许加到ADC上的最大阻塞信号更大一些假设留有2dB的余量,前端增益减小6dB就可使天线端的最大阻塞电平变为-26dBni,ADC的最大允许输入信号变为+4dBm(见图3)当出现单音阻塞时,蜂窝标准允许总的干扰(噪声+失真)相对于参考灵敏度来说恶化3dB,可这3dB在噪声和失真之间如何分配就留给了设计人员假设出现阻塞信号时,AGC增益为6dB,设计允许RF前端级联噪声加失真可以使NF下降ldB(标称值为
3.5dB)当ADC前端增益仅为30dB时,ADC的SNR决定了其有效噪声系数为
29.4dB,级联接收机在‘阻塞条件下的噪声系数为
5.7dB,这比根据接收机灵敏度计算出来的
3.7dB的噪声系数低了2dB由于在此计算当中未将o杂散特性考虑在内,ADC的无杂散动态范围(SFDR)还允许额外降低IdB当存在阻塞信号时,SINAD可被用于计算有效NF,不再分别计算噪声和SFDR基值MAX1211允许一次下变频结构如果在较高的IF段能够获得足够的SNR和SFDR指标,欠采样电路可以用于一次下变频结构Maxim的MAX121112位、65Msps转换器就是采用这一结构设计的,它的引脚与即将推出的80Msps及95Msps转换器兼容,此系列器件可对频率高达400MHz的输入信中频号进行直接采样,止匕外,它还具有其它先进的性能,如时钟输入可以是差分信号也可是单端信号,时钟占空比可以在20%到80%之间,另外,还设计有数据有效指示器以简化时钟及数据时序,采用小型40引脚QFN6mm x6mm x
0.8mm封装,二进制补码和格雷码数字输出格式表2列出了模拟输入频率为175MHz时MAX1211的典型交流特性表
2.表X1211电特性TypParameter ConditionSymbol UnitsValueResolutionN12BitsAnalog InputRange VID2VP-PDifferential InputResistance RIN15kQAC SpecificationsfCLK=65MspsAnalog input=Thermal+Quantization NoiseFloor Nfloor
69.3dBFS-35dBFSSignal-to-Noise RatioAnalog infIN=
32.5MHz fIN
68.3二SNR dB-
0.2dBFS=175MHz
66.8Spurious-Free DynamicRange AnalogfIN=
32.5MHz fIN
82.4SFDR dBin=-
0.2dBFS=175MHz
79.7Signal-to-Noise-and-Distortion fIN=
32.5MHz fIN
68.1SINAD dBAnalogin=-2dBFS=175MHz
66.5较之两次变频结构,一次变换器具有明显的优势由于省去第二级下变频混频器、第二级中频增益电路以及第二级L0合成器,元件数量及电路板空间可减少约10%,节约成本$10至$20不同结构的杂散考虑如果需要进一步节省元件数、线路板空间,降低功耗及成本,可采用下面给出的一次变频结构假定设计的cdma2000接收机工作在PCS频段,采样速率为
61.44Msps,合成器基准频率为
30.72MHz,第一中频的中心选在6阶Nyquist频段169MHz,带宽约为
1.24MHzo对于DDS结构,采用相同的169MHz第一中频,第二中频的中心频率在
46.08MHz的2阶Nyquist频段表
3.用于SDC和DDC架构的假设杂散特性SDC DDCParameter ValueReceiveband
1904.3800to
1905.6200MHzX XClockFrequency
61.44000MHzX XMaxclock harmonic30X XSynthesizerref freq
30.7200MHzX XMaxsynthesizer harmonic40X XFirstinjection LS
1736.0000MHzX XMax1st L0harmonic5X XReceiveimage band
1566.3800to
1567.6200MHzX XFirst IF band
168.3800to
169.6200MHzX XSecondinjection LS
122.9200MHzXMax2nd LOharmonic5X1stIFimage band
76.2200to
77.4600MHzXSecond IFband
45.4600to
46.7000MHzX表3列出了采用单载波、一次下变频SDC和两次下频DDC结构时,在PCS频段上端附近的RF载波杂散搜索假定条件对于SDC结构来说,杂散搜索可在RF接收频段、接收镜像频段、IF频段及IF镜像频段发现134个谐波成份,这些杂散信号大多数阶数较高,不会降低接收性能对于DDC结构来说,杂散搜索会找出2400多个谐波成,这比SDC结构下找出的18倍还多,这些谐波分布在RF接收频段、接收镜像频段、第一级IF频段、第一级IF镜像频段、第二级IF频段和第二级IF镜像频段对于源自高阶时钟谐波和合成器基准频率的杂散信号,可以通过在设计时仔细考虑电路板的布局或增加滤波来抑制,但是,对大量的阶数较低的杂散成份的抑制就比较困难Maxim的IF放大器MAX2027MAX2055Maxim也提供每级增量为IdB的数控增益、高性能IF放大器MAX2027就是一种数控增益放大器(DVGA),采用单端输入/单端输出方式,可工作在50MHz至400MHz频率范围内,其最大增益时的噪声系数只有5dBMAX2055则是单端输入/差分输出的DVGA,可在30MHz至300MHz频率范围内驱动高性能ADC在MAX2055的差分输出和ADC差分输入之间可以采用一个升压变压器,变压器提供差分驱动,有利于输出信号之间的平衡这两个DVGA工作在5V偏置,整个增益设置范围内具有+40dBm的0IP3更详细的内容可参考Maxim网站上(www.maxim-ic.com.cn)的相关资料Maxim的高线性混频器MAX9993MAX9982在接收电路中,混频器往往承受对性能要求更加严格的较大的输入信号理想状态下,混频器输出信号的幅值和相位与输入信号的幅值和相位成正比,而且这种比例关系与L0信号无关根据这一假设,混频器的幅度响应与RF输入呈线性关系,且与L0输入信号无关然而,混频器的非线性会产生一些不希望的混频信号,称之为杂散响应,这些杂散信号是由到达混频器RF端口、并不希望出现的信号产生的IF频段的响应无用的杂散信号将干扰有用的RF信号的工作,混频器的IF频率可由下式给出fIF=±mfRF±nfLO这里,IF、RF和L0分别是各自端口的信号频率,m和n是将RF和L0信号混频后的谐波阶数集成(或有源)平衡混频器(比如Maxim的MAX9993和MAX9982),由于其性能优于无源混频方案而备受关注当m或n为偶数时,平衡式混频器能够抑制一定的杂散响应,2次谐波性能更加优异理想的双平衡混频器可以抑制m或n(或两者)为偶数的所有响应在双平衡混频器中,IF、RF和L0端口之间都是相互隔离的采用设计合理的非平衡变压器,混频器可以在IF、RF和L0频带交迭MAX9993和MAX9982特点包括低噪声系数,内含L0缓冲器,低L0驱动,允许两路L0输入的L0开关,极好的L0噪声特性等,此外,在RF和L0端口还集成有RF非平衡变压器Maxim的这些混频器内都嵌有L0噪声性能极好的L0缓冲器,降低了对L0电源的要求通常L0噪声与电平较高的输入阻塞信号相混合会降低接收灵敏度MAX9993和MAX9982内含低噪声L0缓冲器,可在出现阻塞时减轻对接收灵敏度的影响例如,假设VCO输入信号的边带噪声是-145dBc/Hz,MAX9993的L0噪声特性的典型值是T64dBc/Hz,这样复合边带噪声就只下降了
0.05dBc/Hz至卜
144.95dBc/Hzo采用这种方法,用户不仅为混频器提供一个电平较低的L0信号,还能确保接收机的混频特性不会因MAX9993内置L0缓冲器的性能而降低此外,还有一种棘手的2阶杂散响应,也称为半中频1/2IF杂散响应,对于低端注入,混频器阶数为m=
2、n=-2;对于高端注入,混频器阶数为m=-
2.n=2o低端注入时,引起半中频寄生响应的输入频率比希望的RF频率低fIF/2图4所希望的RF频率为1909MHz与1740MHz的LO频率进行混频,得到的IF频率为169MHz虽然,CDMA的RF和IF载波频宽为
1.24MHz,但在这里表示成一个频率为中心载频的单频信号在这个例子中,
1824.5MHz频率的无用信号造成了169MHz的半中频杂散成份验证2x fHalf-IF-2x fLO=3x fRF-fIF/2-2x fRF-fIF二4x fRF-2x fIF/2-2x fRF+2x fIF=fIF由此可得到2x
1824.5MHz-2x1740MHz=169MHzIF-169MHz fln-1740MHz UialMF一IS245MH/.图
4.有用fRF,fLO,fIF与无用fHalf-IF频率的位置抑制总量也称为2x2杂散响应可根据混频器的第二截点IP2来预测,图5给出了2x2IMR或杂散值来自Maxim的MAX9993数据资料注意图中信号电平是用输入IP2HP2性能计算的混频器输入电平具体的计算公式如下IIP2=2x IMR+PSPUR=IMR+PRF=2x70dBc+-75dBm=70dBc+-5dBm=+65dBm由于Maxim的MAX9982900MHz有源滤波器提供的典型杂散响应2RF-2L0为65dBc,因此,其IIP2的计算方法如下:。
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