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共基差分低噪声放大器设计在无线通信终端中,低噪声放大器是射频接收系统中的第一级有源电路,主要功能是放大天线从空中接收到的微弱信号,降低噪声干扰,以供系统解调出所需的信息数据,低噪声放大器的设计对整个接收机来说是至关重要的低噪声放大器在提供增益的同时,,应尽可能地减少噪声,以及完成接收大信号不失真和好的线性度在深入分析噪声问题的基础上,提出一种共基差分输入结构设计低噪声放大器的电路结构,电路中包括可控增益放大器和增益控制电路低噪声放大器的输出电压直接反映到自动增益控制电路的输入端,根据输出电压幅值的大小,自动增益控制电路的输出电压反馈到低噪声放大器的增益控制电路比较器的输入端,进而影响放大器的总体增益基于JAZZ
0.35umBICMOS工艺设计放大器电路,这种结构的电路具有低噪声高增益的特点1低噪声放大器设计中的噪声问题最常见的噪声源是平带Flatband噪声,也称白噪声平带噪声源产生散粒噪声和热噪声散粒噪声是由电子通过一个势垒的离散量子性质产生的,通常与二极管和双极晶体管有关散粒噪声的产生必须具备两个条件直流电流的存在以及带电载流子必需越过势垒以产生电流散粒噪声计算公式式中,q为电子电荷,ID为正向结电流,是单位频率的噪声频宽可以看出,散粒噪声与结电流的平方根成正比,与频率大小和温度无关将散粒噪声电流乘以动态结阻抗,可将散粒噪声表达为噪声电压热噪声是由器件内的载流子随机运动产生的任何元器件,只要有直流电阻,就存在热噪声交流电阻是一个等效的概念,不单独产生热噪声由于噪声过程是随机的,它的幅值符合高斯分布,表征热噪声通常的方法就是测量其产生噪声的器件的平均噪声功率其噪声功率公式如下[代KTgKT©2tfi式中,K为波尔兹曼常数,K=l.38xlO-23J/K,T为绝对温度,是单位频率的噪声频宽因此,热噪声与频率大小无关电阻的热电压是电阻、温度和测量带宽的函数式中,En为在给定温度下电阻R在带宽上电路产生的RMS均方根噪声电压式⑶两边除以电阻值后即得诺顿等效噪声源人趣T4按1Hz带宽对RMS噪声电压和噪声电流进行归一化,即可得到频谱密度:5V=4KTR0与散粒噪声电流的情况一样,如果信号幅度增大比噪声更快,则可通过增加噪声的绝对幅度来提高电路的性能2低噪声放大器的设计
2.1低噪声放大器电路的结构设计两种常见的低噪声放大器分别为双极型输入和CMOS输入传统上,CMOS放大器以低输入偏置电流而闻名,却总是受高电压噪声所累典型的CMOS放大器的平带噪声为几十nV/Hz,1/f噪声的峰至峰值范围为几微伏双极型放大器本身噪声较低,是低噪声应用的最常见选择在射频范围内,MOS管的主要噪声源为沟道热噪声、栅感应噪声与栅分布电阻热噪声由于MOS晶体管的沟道电阻产生比较大的热噪声,所以选择双极输入会得到一个相对较好的噪声系数低噪声双极型放大器,可提供极低的输入电压噪声密度和相对较高的输入电流噪声密度单端LNA结构对于接地的寄生电感非常灵敏差分结构由于对称点上的增量交流接地,不会受到电流源接地回路中寄生参数的影响差分结构的另一个重要优点是它有抑制共模干扰的能力这一考虑在混合信号应用中特别重要,因为无论是电源电压还是衬底电压都可能含有噪声为使在高频时的共模抑制比最大,关键是绝对要使版图尽可能地对称差分结构的放大器对抑制噪声也有显著的作用双极型LNA共基极结构相对于共射极电路具有三个显著的优点更为简单的输入匹配、更高的线性度和更大的逆向隔离,所以电路采用共基极输入
2.2低噪声放大器的电路设计低噪声放大器整体结构如图1所示,电路分为3部分,其中模块VGLNA是可控增益放大器,这部分的增益可以改变模块CON1和C0N2为增益控制电路,通过AGC的控制电压来调整VGLNA的增益对模块VGLNA的设计目标是使增益达到25dB以上模块CON1和CON2的设计目标是通过改变节点INI、IN2电压值,使VGLNA的增益变化不超出AGC的动态范围AGCP ACCACCN Ib3IH1一N—AGCPB1AS1110VGLNABIAS
1.1-IN2AGNDAGND一VCCA RF11—RF11VCCA-OUT RF12——RF12OUT1-OUT1RFGNDRFCND一INI IN2OUT2—OUT2IblOUTBIAX11IB2IB2IN2IB4TB411CON2图整体结构图1LNAFig.1Overall structurediagram ofLNA
2.
2.1可变增益放大器的设计可变增益放大器的电路如图2所示,模块VGLNA采用两级放大,整个电路的增益主要来自第一级由VQ
1、VQ2组成的共基放大器,射频信号RFH和RFI2分别由VQ1和VQ2的射极输入第二级为射随放大器电路,具有高输入电阻、低输出电阻和近似为单位1的电压增益,对总体增益基本没有贡献RFGND RFCND图电路图2VGLNA Fig.2Circuit ofVGLNA设连接VQ
1、VQ2集电极的串联电阻为RC,连接VQ
1、VQ2发射极的串联电阻为RERE用来设置合适的工作点,而RC则是把输出电流转换为电压室温下,VQK VQ2的单管增益为心演「1=2840486输入管VQ
1、VQ3的基极电压与集电极电流的关系如图3所示,可以看出基极电压与电流的关系假设VQ
3、VQ4不工作,即VIN2的电压值小于
0.9Vo若流过VQ1的电流Ic为340uA,Rc为2k则Av=24,即VQL VQ2的单管增益为27dBo时间/$图冶人管、的基极电压与集电极电潦的关系3V5V@Fig.3Relation ofinput transiatorV^,V^s basevoltageand collectorcurrentRFIK RFI2输入信号的工作点电压为Va=0f R.=340g.Ax31V7啧=%+%=1+0・7=
1.7V8VQ
3、VQ4管的作用是通过分流减小VQ
1、VQ2管的增益升高IN2点的电压可使VQ
3、VQ4管导通改变VIN1,VIN2的电压值,使流过VQ1的电流减小,流过VQ3的电流增大,VQ1管增益减小为满足增益变化,且输出不大于100mV的限制,要求控制电压VIN1的变化范围为
1.71~
1.69V,VIN2的范围为
0.
91.〜71Vo
2.
2.2增益控制级的设计模块C0N2是一个比较器电路,通过改变输入VAGC_N和VAGC_P的电压值,对VIN1和VIN2进行控制根据VGLNA的目标要求,VIN1的变化范围为
1.71~
1.69V,VIN2的范围为
0.
91.71V,模块C0N2的输出要达到这个要求〜
2.
2.3增益控制级C0N1的设计模块C0N1的作用是对VIN1和VIN2的值进行反馈控制C0N1的电路如图4所示,INI,IN2作为模块C0N1比较器的一个输入电压VN,与另一端的基准电压VR进行比较假设VIN2R.9V,即VQ2管不工作,同时模块C0N2的VQ12管也不工作由于节点IN1的电平VIN1较低,导致VN〉V R,IKI2,且11=13,则1213,要从C0N2的比较器的节点OUT中抽取一部分电流Io,等效于C0N2的比较器多了一个电流源这样流过VQ11一路的电流增大,VIN1也增大VIN1反馈到C0N1的VQ1管,使VN逐渐接近基准电压VR当VN二VR时,11=12,则13=0,这时C0N1对C0N2没有控制作用,流过VQ
1、VQ2的总电流达到了一个恒定的值VCCA图电路图4CONIFig.4Circuit ofCONI3电路仿真结果与分析根据前文分析,这里只考虑热噪声VGLNA的小信号模型如图5所示图的小信号模型5VGLNAFig.5Small signalmodel ofVGLNALNA包括两级放大器,第2级的射随放大器输出电阻Ro为铠«o=^oi II^=4719今印』号』6=R izn io饱=*=
2.4511将式
9、10和11带入式12,可得到输出热噪声谱密度为:工=4KTR°=763v/Hz12则总输出电压噪声的均方根值约为27nV/x/HT以上的结论都是在・o假设噪声是不相关的条件下得出的噪声波形曲线如图6所示,实际仿真结果与计算所得的结果相符图输出噪声波形曲线6Fig.6Wave curveof outputnoise噪声系数为输入信噪比除以输出信噪比,公式为NF=SI/NI/So/Noo输入信噪比约为2uV/139pV=l.44x104,输出信噪比为44uV/
2.7nV=l.6xl04o所以噪声系数NF=L44/
1.6=
0.91dB国有输入噪声源的等价电路模型7Fig.7Equipc41ence circuitmodel withinput noisesource输入等价噪声模型如图7所示,电路的等价输入噪声为输出噪声除以增益,所以吗匕VRT=120pv/VHT13仿真结果如图8所示,输入等价噪声约为算基本相符输入信噪比约为2nV/139pV=l.44x104,输出信噪比为44uV/、
2.7nV=l.6x104,噪声系数NF=
1.44/1,6=
0.91dBo4结论Fig.8Input equipollencenoise wave本设计基于JAZZ
0.35um BICMOS工艺设计了一种低噪声放大器通过理论分析和仿真结果表明,设计采用的共基极输入和射极跟随器的结构可以有效地抑制噪声该低噪声放大器能提供25dB的增益,噪声系数小于1dB,灵敏度达到2nV,达到无线调频接收机中低噪声放大器的电路设计要求*HRWA。